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STM32 电机控制 SDK MCFW-6.4.1
用于构建驱动 STM32 的 PMSM 电机应用的软件开发套件
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上文：使用两个A/D转换器在三并联拓扑中的电流采样 ↤|目录 |↦ 下一页：HSO的三分流电流感应与电压感测
下图展示了三分流拓扑硬件架构。
流经三相系统中的三股电流 \（I_1）、\（I_2\）和 \（I_3\） 遵循数学关系：
I_1+ I_2+ I_3= 0
因此，为了重建流经通用三相负载的电流，只需采样其中两个电流，而第三个则可利用上述关系式计算。
与用两个ADC进行电流采样不同，单个ADC中无法同步采样两相电流A/D转换，这对于重建电机流经电流所需的需求，但只能在序列模式下进行。
ADC可利用外设的外部触发功能，将电流采样点与PWM输出同步。因此，当前转换序列可以在PWM周期内的任何时间执行。
为此，控制算法使用TIM1的第四PWM通道来同步转换序列的起始。TIM1 PWM输出与ADC之间的同步策略将在下图中详细说明。
这样，假设采样点必须在计数器溢出之前设置，即当TIMer计数器值与OCR4寄存器值在上行计数时匹配时，就开始了电流采样的A/D转换序列。如果采样点必须在计数器溢出后设置，则需要设置下降沿ADC外部触发器。因此，当TIMer计数器在下行计数时与OCR4寄存器值匹配，便开始A/D采样。
执行FOC算法后，计算加载到OCR4寄存器的值以设定下一PWM周期的采样点，并配置A/D转换器采样正确通道。
FOC在传输完成后开始DMA1_Channel1（双采样）。DMA用于管理A/D转换序列，因为STM32F0x的ADC不支持注入转换类型，只支持常规转换类型。
下图展示了三个反相器支线中的一个，并配有相关的并联电阻：
为了间接测量相电流I，只要电流流经并联电阻R，就可以读取电压V。
可以证明，无论电流I的方向如何，只要晶体管T2导通而T1关闭，电流总是通过电阻R。这意味着，为了正确重建流经其中一条逆变器相路的电流，必须正确同步转换开始与Generate的PWM信号。这也意味着在低侧晶体管占空比为零或非常短的相位上无法读取电流。
如上所述，为了重建流经通用三相负载的电流，只需采样三股电流中的两股，第三种则通过 \（I_1+ I_2+ I_3= 0\） 关系推导出。值得注意的是，两个电流采样并非同时发生，但第二次电流采样的开始会因其全局转换时间（\（T_s + T_c\））而延迟于第一次电流测量;这在第三次电流计算中引入了概念误差，因为两个电流样本被指涉到两个不同的时间点，如果这三个电流值同时指向该时刻，该方程成立。无论如何，这种误差对于多种电机来说可以忽略不计。
因此，根据空间矢量扇区的不同，电压的A/D转换V只会在低侧开关占空比最高的两个相位进行。值得注意的是，在第1和第6扇区，相A并联电阻的电压可以被舍弃;同样，B阶段的第2和第3区，C阶段的第4和第5区也有类似情况。
此外，为了实现两个定子电流的正确交流/直数转换，有必要区分PWM频率和应用占空比可能发生的不同情况。
使用的符号：
以下五种情况基于假设：\（2T_S + T_C < DT + \max（T_N，T_R）\）。
可以为下面所示的所有扇区划出一个共同案例。
在这种情况下，应用于A、B、C阶段低侧开关的占空比大于\（DT+ \max（T_N，T_R）\）。
然后，为了最小化因ADC校准误差导致第三组分计算中的误差，这些误差通过公式\（I_1 + I_2 + I_3 = 0\）来实现计算，始终将相A和相B的电流进行转换，如下图所示：
以下解释涉及空间矢量扇区1，并可以同样方式应用于其他扇区。
随着调制指数的增加，\（∆Duty_A\）， \（∆Duty_B\）， \（∆Duty_C\） 可以取小于 \（DT+ \max（T_N，T_R）\） 的值，因此在计数器溢出对应的采样可能变得不可能。
以下情况取决于低侧信号在A、B和C相之间的最小占空比值。
在这种情况下，应用于A相低端开关的占空比大于\（DT+ \max（T_N，T_R）\）
这种情况通常发生在Generate调制指数较低（<60%）的SVPWM时。调制指数是施加的相电压幅度，表示为最大适用相电压的百分比（占空比范围为0%至100%）。
下图重建了在这些条件下施加于A相和B相低侧开关的PWM信号，并展示了ADC引脚在B相和C相的模拟电压测量图。
在这种情况下，\（Δ Duty_A < DT + \max（T_N， T_R）\）和\（Duty_{AB} < 2（Δ Duty_A）\）
随着调制指数的增加，\（Δ Duty_A\） 可以取小于 \（DT+ \max（T_N，T_R）\ 的值。与计数器溢出同步的转换序列启动可能不可能。
在这种情况下，两电流序列仍可在两个相A低侧换相之间采样，但仅限于计数器溢出之后。
为避免相位A开关换相引起的相位B电流反馈噪声，必须等待噪声结束（\（T_N\））。见下图。
在这种情况下，\（Δ Duty_A < DT + \max（T_N， T_R）\）和\（Δ Duty_{AB} >2 （Δ Duty_A）\）。
此时无法在A相低侧导通状态下采样电流。无论如何，这两股电流可以在B相低侧开关和A相高侧关断之间取样。选择在相A高侧关断前的电流采样（2T_S + T_C）\）μs（见下图）。
在这种情况下，\（Δ Duty_A < DT+ \max（T_N， T_R）， Δ Duty_{AB} >2 （Δ Duty_A）\） 以及 \（Δ Duty_{AB} - （DT + T_R） < 2（T_N + T_R）\）
在那里，应用于A相的占空比非常短，因此由于两个低侧换相并行，无法在两个低侧换相之间进行电流采样，因为采样请求的时间更长，因为在两个采样开始之间有第一个电流的转换时间。
如果相B和A相之间的占空比差不够长，无法在相B低侧开关和A相高侧关断之间进行A/D转换，则无法采样电流（见下图）。
为避免此状况，需要降低最大调制指数或降低PWM频率。
当前的感测调度如下图所示
双驱动时，计时器计数器从180$^0$的移位开始。
